電子設計教程33：RC橋式正弦波振盪電路

  可以把同相比例運算電路接在RC串並聯選頻網絡後，形成RC橋式正弦波振盪電路。運放電路要求輸入與輸出相位相同。
此電路也稱爲文氏橋振盪電路。所謂橋式電路，是一種電路類型，是在兩個並聯支路當中各支路的中間節點（通常是兩元器件之間連線的一點）插入一個支路，來將兩個並聯支路橋接起來的電路。

  觀察電路，同相比例運算電路中的R1，Rf，與選頻網絡中的串聯RC，並聯RC，都是一個橋臂，組成了這個RC橋式正弦波振盪電路。已知同相比例運算電路的輸出與輸入電壓關係如下：

  在放大倍數爲3倍的時候可以實現幅值平衡。即

  在此電路中，RC串並聯選頻網絡需要把自身的輸出，作爲輸入，用來維持振盪，這是正反饋；但是RC串並聯選頻網絡的輸出只有輸入的1/3，需要藉助放大電路，實現3倍放大，放大電路要控制放大倍數，就需要引入負反饋。故此電路同時存在正反饋與負反饋，它以RC串並聯網絡作爲選頻網絡和正反饋網絡，以包含負反饋的同相比例運算電路爲放大環節。
  在真實的電路設計中，需要考慮放大倍數的問題：如果放大倍數略小於3倍，那麼反饋給選頻網絡的電壓，不足以維持RC振盪，導致振盪幅度越變越小；如果放大倍數略大於3倍，那麼反饋給選頻網絡的電壓，超過了它所需要的電壓，流入放大電路的電壓當然也超過了預期，這會導致放大電路達到極限的幅值，波形削頂或者削底；如果放大倍數正好是3倍，且不說考慮到器件的精確度，這是多麼難的一件事情，正好是3倍的話，振盪電路不容易起振，因爲起振靠的就是各種擾動，如上電合閘一瞬間的脈衝。這個問題似乎是無解的。
一種解決思路是，在電路中加入“非線性”環節。例如在反饋迴路中加入兩個並聯的二極管。如果輸出電壓因爲某種原因變大，那麼流過二極管的電流變大，但是根據二極管的伏安特性曲線可以知道，此二極管的“動態電阻”減小，導致放大倍數減小，最終使輸出電壓穩定。這個過程類似於負反饋調節。
  但這種做法是有弊端的，輸出波形可能輕微失真。只要引入非線性環節，這種失真就不可避免，不管是用二極管，還是熱敏電阻作爲非線性環節都不行。如果使用Mos管，失真的情況可能會改善，但是電路設計會變得複雜很多。在電路設計領域，有一利必有一弊。
  如果想輸出0V左右的交流信號，需要引入正負電源，爲了簡化設計，我們把正弦波的平均值設定爲2.5V左右，並用TL431電路提供2.5V電壓。
  爲了便於精確調整放大倍數，觀察放大現象，把反饋電阻設置爲可調電位器。由此得到RC正弦波信號源電路設計：

  下圖是加入非線性環節時，運放的同相輸入端與輸出端的波形對比。可以看出運放確實把波形放大了3倍，但是輸出波形的“腰部”略有失真。

  去掉非線性環節時，需要是放大倍數略大於3倍，可以看出輸出波形的頂部與底部都被削平了。實際上這個輸出的狀態並不穩定，甚至輕輕敲一敲電路板，都會導致輸出波形有變化。

  此設計中輸出電壓由運放的工作電壓決定，輸出頻率由選頻網絡電阻與電容的值決定。有些設計會把電阻與電容設爲可調的，以實現頻率可調。若追求更好的正弦波質量，或者更高頻的振盪頻率時，可以選用LC振盪電路，或者石英晶體振盪電