運算放大器的靜態技術指標
1.輸入失調電壓VIO(input offset voltage) ：輸入電壓爲零時，將輸出電壓除以電壓增益，即爲折算到輸入端的失調電壓。VIO是表徵運放內部電路對稱性的指標。
2.輸入失調電流IIO(input offset current)：在零輸入時，差分輸入級的差分對管基極電流之差，用於表徵差分級輸入電流不對稱的程度。
3.輸入偏置電流IB(input bias current)：運放兩個輸入端偏置電流的平均值，用於衡量差分放大對管輸入電流的大小。
4.輸入失調電壓溫漂：在規定工作溫度範圍內，輸入失調電壓隨溫度的變化量與溫度變化量之比值。
5.輸入失調電流溫漂：在規定工作溫度範圍內，輸入失調電流隨溫度的變化量與溫度變化量之比值。
6.最大差模輸入電壓 (maximum differential mode input voltage)：運放兩輸入端能承受的最大差模輸入電壓，超過此電壓時,差分管將出現反向擊穿現象。
7.最大共模輸入電壓(maximum common mode input voltage)：在保證運放正常工作條件下，共模輸入電壓的允許範圍。共模電壓超過此值時，輸入差分對管出現飽和，放大器失去共模抑制能力。
運算放大器的動態技術指標
1.開環差模電壓放大倍數(open loop voltage gain) ：運放在無外加反饋條件下，輸出電壓與輸入電壓的變化量之比。
2.差模輸入電阻(input resistance) ：輸入差模信號時，運放的輸入電阻。
3.共模抑制比(common mode rejection ratio) ：與差分放大電路中的定義相同，是差模電壓增益 與共模電壓增益 之比，常用分貝數來表示。 KCMR=20lg(Avd / Avc ) (dB)
4.－3dB帶寬(—3dB band width) ：運算放大器的差模電壓放大倍數 在高頻段下降3dB所定義的帶寬 。
5.單位增益帶寬(BW?G)(unit gain band width)： 下降到1時所對應的頻率，定義爲單位增益帶寬 。
6.轉換速率(壓擺率)(slew rate)：反映運放對於快速變化的輸入信號的響應能力。
7.等效輸入噪聲電壓Vn(equivalent input noise voltage)：輸入端短路時，輸出端的噪聲電壓折算到輸入端的數值。這一數值往往與一定的頻帶相對應。
集成運算放大器指標測試
集成運算放大器是一種線性集成電路，和其它半導體器件一樣，它是用一些性能指標來衡量其質量的優劣。爲了正確使用集成運放，就必須瞭解它的主要參數指標。集成運放組件的各項指標通常是由專用儀器進行測試的，這裏介紹的是一種簡易測試方法。
本實驗採用的集成運放型號爲μA741（或F007），引腳排列如圖7－1所示，它是八腳雙列直插式組件，②腳和③腳爲反相和同相輸入端，⑥腳爲輸出端，⑦腳和④腳爲正、負電源端，①腳和⑤腳爲失調調零端，①⑤腳之間可接入一隻幾十KΩ的電位器並將滑動觸頭接到負電源端。
⑧腳爲空腳。
1、 μA741主要指標測試
圖7－1 μA741管腳圖 圖7－2 U0S、I0S測試電路
1）輸入失調電壓U0S
理想運放組件，當輸入信號爲零時，其輸出也爲零。但是即使是最優質的集成組件，由於運放內部差動輸入級參數的不完全對稱，輸出電壓往往不爲零。這種零輸入時輸出不爲零的現象稱爲集成運放的失調。
輸入失調電壓U0S 是指輸入信號爲零時，輸出端出現的電壓折算到同相輸入端的數值。
失調電壓測試電路如圖7－2所示。閉合開關K1及K2，使電阻RB短接，測量此時的輸出電壓U01 即爲輸出失調電壓，則輸入失調電壓
實際測出的U01可能爲正，也可能爲負，一般在1～5mV，對於高質量的運放U0S在1mV以下。
測試中應注意：a、將運放調零端開路。
b、要求電阻R1和R2，R3和RF的參數嚴格對稱。
2）輸入失調電流I0S
輸入失調電流I0S 是指當輸入信號爲零時，運放的兩個輸入端的基極偏置電流之差，
輸入失調電流的大小反映了運放內部差動輸入級兩個晶體管β的失配度，由於IB1 ，IB2 本身的數值已很小（微安級），因此它們的差值通常不是直接測量的，測試電路如圖7－2所示，測試分兩步進行
a、 閉合開關K1及K2，在低輸入電阻下，測出輸出電壓U01 ， 如前所述，這是由輸入失調電壓U0S 所引起的輸出電壓。
b、斷開K1及K2，兩個輸入電阻RB接入，由於RB 阻值較大，流經它們的輸入電流的差異，將變成輸入電壓的差異，因此，也會影響輸出電壓的大小，可見測出兩個電阻RB接入時的輸出電壓U02 ，若從中扣除輸入失調電壓U0S 的影響，則輸入失調電流I0S 爲
一般,I0S 約爲幾十～幾百nA(10-9A)，高質量運放IOS低於1nA。
測試中應注意: a、將運放調零端開路。
b、兩輸入端電阻RB必須精確配對。
3）開環差模放大倍數Aud
集成運放在沒有外部反饋時的直流差模放大倍數稱爲開環差模電壓放大倍數，用Aud 表示。它定義爲開環輸出電壓U0與兩個差分輸入端之間所加信號電壓Uid 之比。
按定義Aud 應是信號頻率爲零時的直流放大倍數，但爲了測試方便，通常採用低頻（幾十赫芝以下）正弦交流信號進行測量。由於集成運放的開環電壓放大倍數很高，難以直接進行測量，故一般採用閉環測量方法。 Aud的測試方法很多，現採用交、直流同時閉環的測試方法，如圖7－3所示。
圖7－3 Aud測試電路
被測運放一方面通過RF、R1、R2完成直流閉環，以抑制輸出電壓漂移，另一方面通過RF和RS實現交流閉環，外加信號uS經R1、R2分壓，使uid 足夠小，以保證運放工作在線性區，同相輸入端電阻R3應與反相輸入端電阻R2相匹配，以減小輸入偏置電流的影響，電容C 爲隔直電容。被測運放的開環電壓放大倍數爲
通常低增益運放Aud約爲60～70db，中增益運放約爲80db，高增益在100db以上，可達120～140db。
測試中應注意：a、測試前電路應首先消振及調零。
b、被測運放要工作在線性區。
c、輸入信號頻率應較低，一般用50～100HZ ，輸出信號幅度應較小，且無明顯失真。
4）共模抑制比CMRR
集成運放的差模電壓放大倍數Ad與共模電壓放大倍數AC之比稱爲共模抑制比
共模抑制比在應用中是一個很重要的參數，理想運放對輸入的共模信號其輸出爲零，但在實際的集成運放中，其輸出不可能沒有共模信號的成分，輸出端共模信號愈小，說明電路對稱性愈好，也就是說運放對共模干擾信號的抑制能力愈強，即CMRR愈大。CMRR的測試電路如圖7－4所示。
集成運放工作在閉環狀態下的差模電壓放大倍數爲
當接入共模輸入信號Uic時，測得U0C，則共模電壓放大倍數爲
得共模抑制比
圖7－4 CMRR測試電路
測試中應注意：a、消振與調零
b、R1與R2、R3與RF之間阻值嚴格對稱
c、輸入信號Uic 幅度必須小於集成運放的最大共模輸入電壓範圍 Uicm
5） 共模輸入電壓範圍Uicm
集成運放所能承受的最大共模電壓稱爲共模輸入電壓範圍，超出這個範圍，運放的CMRR會大大下降，輸出波形產生失真，有些運放還會出現“自鎖”現象以及永久性的損壞。
Uicm的測試電路如圖7-5所示。
被測運放接成電壓跟隨器形式，輸出端接示波器，觀察最大不失真輸出波形，從而確定Uicm值。
6） 輸出電壓最大動態範圍UOPP
集成運放的動態範圍與電源電壓、外接負載及信號源頻率有關。測試電路如圖7－6所示。
改變uS幅度，觀察u0削頂失真開始時刻，從而確定u0的不失真範圍，這就是運放在某一定電源電壓下可能輸出的電壓峯峯值UOPP。
圖7－5 Uicm測試電路 圖7－6 UOPP測試電路
2、集成運放在使用時應考慮的一些問題
1) 輸入信號選用交、直流量均可， 但在選取信號的頻率和幅度時，應考慮運放的頻響特性和輸出幅度的限制。
2) 調零。爲提高運算精度，在運算前， 應首先對直流輸出電位進行調零，即保證輸入爲零時，輸出也爲零。當運放有外接調零端子時，可按組件要求接入調零電位器RW，調零時，將輸入端接地，調零端接入電位器RW，用直流電壓表測量輸出電壓U0，細心調節RW，使U0爲零（即失調電壓爲零）。如運放沒有調零端子，若要調零，可按圖7－7所示電路進行調零。
一個運放如不能調零，大致有如下原因：① 組件正常，接線有錯誤。② 組件正常，但負反饋不夠強（RF／R1 太大），爲此可將RF短路，觀察是否能調零。③ 組件正常，但由於它所允許的共模輸入電壓太低，可能出現自鎖現象，因而不能調零。爲此可將電源斷開後，再重新接通，如能恢復正常，則屬於這種情況。④組件正常，但電路有自激現象，應進行消振。⑤組件內部損壞，應更換好的集成塊。
(a) (b)
圖7－7 調零電路
3) 消振。一個集成運放自激時，表現爲即使輸入信號爲零， 亦會有輸出，使各種運算功能無法實現，嚴重時還會損壞器件。在實驗中，可用示波器監視輸出波形。爲消除運放的自激，常採用如下措施
①若運放有相位補償端子，可利用外接RC補償電路，產品手冊中有補償電路及元件參數提供。②電路佈線、元、器件佈局應儘量減少分佈電容。③在正、負電源進線與地之間接上幾十μF的電解電容和0.01～0.1μF 的陶瓷電容相併聯以減小電源引線的影響。
什麼是 PSRR
PSRR，就是 Power Supply Rejection Ratio 的縮寫，中文含意爲“電源抑制比”。也就是說, PSRR 表示把輸入與電源視爲兩個獨立的信號源時，所得到的兩個電壓增益的比值。基本計算公式爲： 
PSRR 的單位爲分貝(dB)，採用對數比值，此處V1是輸入電壓的改變，而V2是輸出電壓的改變。
從上面的式子可以看出，影響輸出信號的因素除了電路本身之外，還受到了供電電源的影響。PSRR 是一個用來描述輸出信號受電源影響的量，PSRR 越大，輸出信號受到電源的影響越小。 這個等式的計算結果一般是零。如果看到有電源供應商標明PSRR是正值，不要驚訝，這只是因爲他們使用的是V2與V1而不是V1與V2的比值。只要取PSRR的絕對值，就能避免一切迷惑了。設計者們都希望PSRR的絕對值越高越好，因爲PSRR絕對值越高就意味着輸出上的噪音/波紋越低。比如，80 dB 的PSRR絕對值(輸出紋波比輸入波紋小1萬倍)就比20dB的絕對值(輸出波紋比輸入波紋小10倍)要好。
還可得出，輸出電壓 Vout 是 Vin 與電源電壓 VCC 的函數。如果輸入信號 Vin 變化了 ⊿Vin，輸出信號的變化量 ⊿Vout 是由輸入到輸出的電壓增益 Av 乘以輸入電壓的變化量 ⊿Vin。如果把電源電壓變化 ⊿VCC 看作一個很小信號，由於電源電壓變化導致的輸出電壓的變化量 ⊿Vout 則爲電源電壓到輸出的電壓增益 Avo 乘以電源電壓變化量 ⊿VCC。
不穩定的供電電壓勢必會影響輸出信號的波形，影響的幅度取決於 PSRR。所以需要側重於運放等的去耦設計和電源的設計（通常較多用 LDO 線性電源給運放供電）。PSRR 是在單位閉環增益情況下得到的，因此在負反饋應用中引起的輸出變化需乘以閉環增益。
一般地，PSRR 有 3個具體參數：+PSRR，-PSRR，+/-PSRR。表示從某個電源端或兩個電源端分別或同時異向低頻變化，在運放差分輸入端引入的傳輸或影響量值。如上所分析的：⊿Vps=1V 的電源變化，在 PRSS="80dB" 運放輸入端，導致 ⊿Vdi=100uV 的變化（PSRR=20log⊿Vps/⊿Vdi）。於是運放輸出電壓產生的變化：⊿Vo=⊿Vdi（1+Rf/Ri）；Rf--反饋電阻，Ri--輸入電阻。