隨機噪聲之類的隨機信號通常被認爲是一個問題，但由於其獨特的特性，在通信和設備測試等方面的應用依賴於隨機比特序列和噪聲。然而，在緊張的預算一次性測試或設計師，它可能不會購買一個專用的僞隨機二進制序列(PRBS)可行或任意波形發生器。在這種情況下，使用現成的cmos設備更具成本效益。
本文將描述在電子信號和噪聲的有效作用。然後介紹易用的CMOS集成電路，並展示它們如何被用來產生所需的僞隨機噪聲和二進制序列。
“好”噪音的作用
White，隨機噪聲在頻域中具有平坦的頻譜。由白噪聲源激勵的放大器或濾波器的平均輸出振幅譜將給出該裝置的幅頻響應。
在通信技術中，用於CDMA發射機的數據流乘以一個僞隨機二進制序列(PRBS)。然後，它可以像其他多個信號一樣在相同的RF信道上傳輸。複合信號在接收端相同的PRBS關聯將很少或沒有干擾的原始數據流中提取。考慮到這些隨機信號是如此有用，重要的是能夠根據需要生成它們。
生成一個僞隨機序列
一個PRBS週期，確定性信號由一系列數字1和0。該一個或零電平的持續時間是PRBS發生器的時鐘週期的倍數。在生成器的模式重複週期內，0和0的模式是隨機的(圖1)。
prbs7信號的圖像是一個PRBS測試信號
圖1：PRBS7信號是一位長有一段27–1 PRBS測試信號，或127位。這個信號的時鐘頻率爲1兆赫，顯示爲127毫秒的週期性，如示波器光標所標示。(圖片來源：凱利訊半導體電子)
圖1中的信號由發生器產生7階段包含127位在每個模式期間PRBS7測試信號。在每個週期內，位模式是隨機的，但整個序列每127個時鐘週期重複一次。
這些測試信號可以在軟件或硬件中生成。用於測試的硬件實現的優點是，信號可在外部以驅動被測試的設備。
線性反饋移位寄存器
一個系統的硬件實現是通過使用線性反饋移位寄存器(寄存器)。有些移位寄存器設置與後期反饋回來使用異或/非門輸入序列。所使用的移位寄存器的數量決定了模式的長度或持續時間(圖2)。
一個四位的例子LFSR和異或和異或非反饋邏輯實現
圖2：一個四位的例子LFSR與異或和異或非反饋邏輯實現。反饋抽頭決定數據狀態的順序。(圖片來源：凱利訊半導體電子)
雖然許多反饋的配置是可能的，幾乎所有的設計使用水龍頭產生最大長度序列這樣的國家總數等於(2n-1)，其中n是轉移登記階段數。表1總結了水龍頭的最大長度序列的線性反饋移位寄存器的長度從2到32。這些水龍頭不是專用的。注意，對於給定的移位寄存器長度，可能存在一個以上的最大長度多項式。
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表1：從2到32的線性反饋移位寄存器的長度最大長度序列的水龍頭，總結。(圖片來源：凱利訊半導體電子）
我們的例子使用一個15級線性反饋移位寄存器的長度爲32767位，產生一個隨機序列，稱爲prbs15測試序列。時間序列可以通過使用一個LFSR和更大數量的階段完成。使用僞隨機測試序列的限制測試的持續時間。以500千赫爲單位的15位序列需要65毫秒(ms)。一個31位的序列需要4295秒，或者大約72分鐘。
圖2中的示例使用四個移位寄存器來生成具有15種不同狀態的數據模式。注意，這兩種配置都有一個禁用狀態。在互斥或反饋模型的情況下，不使用所有零狀態，因爲一旦加載，移位寄存器將保持在該狀態中。同樣，在獨佔或執行中禁止所有狀態。表2和表3顯示的配置爲四位移位寄存器的數據模式，使用階段三和四反饋抽頭。
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表2和3：圖1中所示的或或配置的數據模式。(圖片來源：凱利訊半導體電子）
這兩種實現都是從已知狀態開始的，無論是在所有情況下還是在所有情況下都是零。這四位最大長度線性反饋移位寄存器提供15種可能的狀態(2n-1)如表所示。
輸出數據模式是週期性的，因爲它在15個時鐘之後重複。該模式也是確定性的，對於給定的配置和已知的開始狀態，輸出可以被預測。輸出模式在15個計數週期內是隨機的。
僞隨機二進制序列發生器的設計
一個實用的、低成本的PRBS發生器的設計基於移位寄存器實現使用德克薩斯儀器cd4015bm96雙四核靜態轉移登記和cd4030bm96四異或門如圖3所示。
簡化原理prbs15發生器採用德克薩斯儀器cd4015bm96雙四核靜態轉移登記
圖3：一個簡化的示意圖，採用德克薩斯儀器cd4015bm96雙四核靜態轉移登記和cd4030bm96四異或門prbs15發生器。(圖片來源凱利訊半導體電子)
該發生器採用16 D型觸發器(八每IC)與反饋抽頭在第十四和第十五的生產prbs15數據模式。反饋連接是通過一個異或門，然後倒形成一個錯誤配置寄存器。該數據模式的長度爲32767位，在500千赫時鐘速率下的持續時間約爲65毫秒。較長的模式可以通過使用較長的移位寄存器和適當的反饋抽頭改變來實現。將設計擴展到31位模式會使模式持續時間超過20億個狀態(在500千赫時鐘頻率下大約72分鐘)。
發電機被初始化爲全零狀態在上電使用cd4093bm96施密特觸發器與非門(IC5)和一個簡單的RC網絡。時鐘由一個運行在500千赫附近的簡單CMOS振盪器提供。數字輸出可以從任何移位寄存器Q輸出中獲得。在這種情況下，問題是。
發生器的輸出和輸出的快速傅立葉變換(FFT)顯示在示波器上，如圖4所示。
在中間跟蹤中，發生器的輸出圖像(頂部跟蹤)水平展開。
圖4：生成器(頂部跟蹤)的輸出在中間跟蹤中展開，以查看詳細的結構。發電機輸出的FFT(底部跟蹤)表明頻譜在時鐘速率的1/第十以下是平坦的。(圖片來源：凱利訊半導體)
數字噪聲的FFT顯示脈衝波形的期望正弦(x)/ x響應，在時鐘頻率的倍數處爲0。頻譜相當平坦，約佔時鐘頻率的10%。這是利用低通濾波從數字輸出中提取白噪聲的關鍵。
白噪聲發生器
白噪聲是頻譜在其頻率範圍內平坦的噪聲。在噪聲帶寬下，單位帶寬的功率譜密度和功率是恆定的。過濾數字噪聲輸出，PRBS發生器會產生白噪聲。
雖然可以使用模擬濾波器，但它僅限於特定的時鐘頻率。通過使用有限脈衝響應(FIR)低通數字濾波器，濾波器截止將跟蹤時鐘頻率的任何變化。此外，FIR濾波器可以提供非常低的截止頻率，在模擬濾波器中需要非常大的電容。FIR濾波器結合移位寄存器輸出的加權和。在頻域中產生矩形低通濾波器響應所需的權重是在時間域內的x(x)x(圖5)。
產生矩形低通濾波器響應所需的加權圖
圖5：發生器的輸出級利用移位寄存器輸出的正弦(x)x加權採樣來實現FIR低通濾波器。由於罪惡(x)/ x加權需要負項，微分放大器被用來相加正分量和負分量。(圖片來源凱利訊半導體)
在差分放大器的輸出相加加權轉移登記，即採用三段一lm324kdr運算放大器建立。上電阻代表負(x)/ x加權的負分量。下電阻代表正值。輸出Q3和Q12不連接，因爲他們代表的是零交叉點的罪(x)/ X功能。產生的白噪聲輸出表現出經典的高斯概率密度函數(PDF)(圖6)。
僞隨機序列的數字圖像噪聲(頂部二痕跡)隨着模擬白噪聲輸出(第三道從頂部)
圖6：僞隨機數字噪聲(頂部二痕跡)隨着模擬白噪聲輸出(第三道從頂部)。白噪聲的直方圖，底跡，表現出典型的鐘形正態或高斯分佈。(圖片來源：凱利訊半導體）
白噪聲信號是從頂部降下來的第三個信號。下面是表示期望正態分佈或高斯概率分佈的噪聲直方圖。白噪聲限帶5%的時鐘頻率，或25千赫，適用於音頻測試的目的。
結論
如圖所示，容易獲得的CMOS集成電路可用於產生僞隨機二進制序列，以及用於通信和測試目的的模擬白噪聲。對於部分使用BOM是廉價的，使得它非常適合學術研究，業餘愛好者，和經濟意識的工程師和技術人員。