全國大學生電子設計競賽(六)--常用整流技術

1 基本整流電路

1.1 基本整流電路

  整流就是將交流電轉換爲直流電的過程，完成整流過程的電路稱爲整流電路。
  整流電路的類型很多。
  根據採用器件的可控性，可以將整流電路分爲不可控整流電路、半可控整流電路和全可控整流電路：
  （1）不可控整流電路：電路中的整流器件爲不可控的整流二極管，其通斷完全由輸入電壓的極性決定，無法進行控制。因此輸入電壓與輸出電壓的比值固定，輸入電壓一定時直流側輸出電壓無法根據需要進行調節。
  （2）半可控整流電路：電路中的整流器件爲半可控器件晶閘管，通過控制晶閘管門極觸發脈衝的相位從而控制輸出電壓的高低，因此也稱爲相控整流。
  （3）全可控整流電路：電路中的整流器件採用全可控整流器件，例如功率MOSFET、IGBT等。通常，該種電路採用脈寬調製（PWM），通過調節PWM波的佔空比來控制開關器件的通、斷時間，實現對輸出電壓的調節，同時可以實現對整流電路交流側電壓電流相位的控制進而調節其功率因數。
  根據輸出波形與輸入波形的關係，可以將整流電路分爲半波整流和全波整流。
  在本節中首先將分別對半波整流和全波整流進行詳細的分析介紹，並在基礎上展開對橋式整流濾波電路的分析講解。

1.2 半波整流電路

  半波整流電路是一種最簡單的整流電路。因在整流過程中正弦波的交流電壓被“削掉”一半而得名。電路示意圖如圖1所示。
  從圖1可知，半波整流電路由變壓器 、整流二極管 和負載電阻 組成。變壓器 把交流電壓降低爲所需要的交流電壓 ， 爲負載兩端電壓。半波整流電路的具體整流過程如圖2所示。

圖1半波整流電路

圖2半波整流電路的波形變換

  如圖2所示， $U_{\mathrm{2}}$ 是方向和大小隨時間變化的正弦波電壓；在0~π的時間內， $U_{\mathrm{2}}$ 爲正，變壓器次級上端爲正下端爲負，則二極管 $D_{\mathrm{1}}$ 在正向電壓作用下導通， $R_{\mathrm{L}}$ 上的電壓 $U_{\mathrm{L}}=U_{\mathrm{2}}$ ；在 π~2π的時間內， $U_{\mathrm{2}}$ 爲負，變壓器次級上端爲負，下端爲正，則二極管$D_{\mathrm{1}}$ 在反向電壓的作用下截止， $R_{\mathrm{L}}$上無電壓……周而復始，交流電$U_{\mathrm{2}}$ 的負半周就被"削掉"了，在$R_{\mathrm{L}}$ 上獲得了一個單向直流電壓，達到了將交流電轉換爲直流電的目的。因負載電壓$R_{\mathrm{L}}$ 的大小仍隨時間不斷變化，通常將它稱爲脈動直流電壓。半波整流以犧牲一半功率爲代價來換取整流效果，電能利用率很低。因此常用在高電壓、小電流的場合，而在一般無線電等裝置中很少採用。

1.3 半波整流電路

  全波整流電路是在半波整流電路的基礎上，稍加調整得到的一種能充分利用電能的整流電路。電路示意圖如圖3所示。
  圖3中，全波整流電路可以看作是由兩個半波整流電路組合而成的。變壓器次級線圈中間引出一個抽頭，把次級線圈分成兩個上下對稱的繞組，從而得到兩個大小相等但極性相反的電壓$U_{\mathrm{2a}}$ 、$U_{\mathrm{2b}}$ ，構成 $U_{\mathrm{2a}}$、$D_{\mathrm{1}}$、$R_{\mathrm{L}}$ 與 $U_{\mathrm{2b}}$、$D_{\mathrm{2}}$、$R_{\mathrm{L}}$ 兩個半波整流回路。全波整流電路的具體工作原理及其波形變換過程如圖4和圖5所示。

圖3半波整流電路

圖4半波整流電路的波形變換

  如圖4（a）所示，在0~π 間內，$U_{\mathrm{2a}}$對$D_{\mathrm{1}}$爲正向電壓， $U_{\mathrm{2b}}$對$D_{\mathrm{2}}$爲反向電壓，則$D_{\mathrm{1}}$ 正向導通，$D_{\mathrm{2}}$反向截止，在$R_{\mathrm{L}}$上得到上正下負的半波電壓；如圖4（b）在時間π~2π 內，$U_{\mathrm{2a}}$對$D_{\mathrm{1}}$爲反向電壓，$U_{\mathrm{2b}}$對$D_{\mathrm{2}}$爲正向電壓，則$D_{\mathrm{1}}$ 反向截止，$D_{\mathrm{2}}$ 正向導通，在$R_{\mathrm{L}}$ 上得到的仍然是上正下負的半波電壓。如此反覆，由於兩個整流元件$D_{\mathrm{1}}$、$D_{\mathrm{2}}$ 輪流導電，在正半周、負半周兩個作用期間，負載電阻$R_{\mathrm{L}}$上都有同一方向的電流通過，如圖5（d）所示，因此稱爲全波整流。
  全波整流巧妙地利用兩個整流二極管交替導通，相對於半波整流電路電能利用率提高了一倍，從而大大地提高了整流效率。但如圖3所示，全波整濾電路需要變壓器次級線圈具有一個使上下兩端完全對稱的中心抽頭，增加了變壓器製作工藝上複雜度。另外，相比半波整流電路每隻整流二極管承受的最大反向電壓增加一倍，因此需要耐高壓的二極管。

1.4 橋式整流濾波電路

  橋式整流電路是在實際電路中使用最多的一種整流電路。電路示意如圖6所示。

圖6 橋式整流電路

圖9 橋式整流濾波電路

圖7 正半周橋式整流電路工作狀態

圖8 負半周橋式整流電路工作狀態

  橋式整流電路因利用四個整流二極管連接成"橋"式結構而得名。橋式整流電路具有全波整流電路的優點，同時在一定程度上克服了它的缺點。橋式整流電路的工作原理如圖7和圖8所示。
  在圖7中， $U_{\mathrm{2}}$爲正半周0~π時，對 $D_{\mathrm{1}}$、$D_{\mathrm{3}}$ 爲正向電壓，對$D_{\mathrm{2}}$ 、$D_{\mathrm{4}}$ 爲反向電壓，則 $D_{\mathrm{1}}$、$D_{\mathrm{3}}$ 正向導通，$D_{\mathrm{2}}$ 、$D_{\mathrm{4}}$ 反向截止，此時$U_{\mathrm{2}}$ 、$D_{\mathrm{1}}$ 、$R_{\mathrm{L}}$ 、$D_{\mathrm{3}}$ 在電路中構成通電迴路，在 $R_{\mathrm{L}}$上形成上正下負的半波正弦電壓；在圖8中，$U_{\mathrm{2}}$ 爲負半周π~2π時，對 $D_{\mathrm{1}}$、$D_{\mathrm{3}}$ 爲反向電壓，對$D_{\mathrm{2}}$ 、$D_{\mathrm{4}}$ 爲正向電壓，則$D_{\mathrm{1}}$ 、$D_{\mathrm{3}}$ 反向截止，$D_{\mathrm{2}}$ 、$D_{\mathrm{4}}$正向導通，此時$U_{\mathrm{2}}$ 、$D_{\mathrm{2}}$ 、$R_{\mathrm{L}}$ 、$D_{\mathrm{4}}$ 在電路中構成通電迴路，同樣在 $R_{\mathrm{L}}$上形成上正下負的半波正弦電壓。周而復始，在$R_{\mathrm{L}}$ 上便得到全波整流電壓。其波形變換圖和全波整流波形變換圖完全一樣。同時從圖7和8中還不難看出，橋式整流電路中每隻整流二極管所承受的反向電壓爲變壓器次級電壓的最大值，相比全波整流電路減小一半！
  以上講述的整流電路輸出電流均爲脈動電流，但在大多數應用中要求整流電路輸出爲儘可能平滑的直流電，即脈動係數儘可能小。因此通常需要在整流電路之後接一個大容量電容進行濾波，具體電路如圖9所示。
  圖9中，假設電容上已充有一定電壓$U_{\mathrm{C}}$，當$U_{\mathrm{2}}$ 爲正半周時，僅在$U_{\mathrm{2}}$>$U_{\mathrm{C}}$ 時二極管$D_{\mathrm{1}}$ 和$D_{\mathrm{3}}$ 才導通；同樣在$U_{\mathrm{2}}$負半周時，僅當$|U_{\mathrm{2}}|$>$U_{\mathrm{C}}$ 時，二極管 $D_{\mathrm{2}}$ 和$D_{\mathrm{4}}$才導通。由於電容C的存在，將輸入脈動電流濾爲平滑的直流電，$U_{\mathrm{2}}$ $U_{\mathrm{L}}$、$i_{\mathrm{L}}$ 和 的波形圖如圖10所示。
  圖10中，$t_{\mathrm{1}}$~$t_{\mathrm{2}}$爲整流二極管$D_{\mathrm{1}}$和 $D_{\mathrm{3}}$的導通時間，$t_{\mathrm{3}}$~$t_{\mathrm{4}}$爲整流二極管$D_{\mathrm{2}}$ 和$D_{\mathrm{4}}$的導通時間。若忽略變壓器內阻和整流二極管的正向壓降，則在二極管導通期間，$U_{\mathrm{2}}$向C充電，$U_{\mathrm{C}}\approx U_{\mathrm{2}}$，且充電時間常數很小。
  當$|U_{\mathrm{2}}|$<$U_{\mathrm{C}}$時，由於4只整流二極管均受反向電壓而處於截至狀態，所以電容$C$將向負載$R_{\mathrm{L}}$放電，如圖中$t_{\mathrm{2}}$~$t_{\mathrm{4}}$ 、$t_{\mathrm{4}}$~$t_{\mathrm{5}}$ 期間內 $U_{\mathrm{L}}$（ $U_{\mathrm{C}}$）按指數規律下降。由於放電常數τ=$R_{\mathrm{L}}$$C$通常遠大於充電時間常數，所以電容兩端電壓（也即負載 $R_{\mathrm{L}}$上電壓）的脈動情況比接入電容前明顯改善。
  顯然$R_{\mathrm{L}}$$C$越大，$U_{\mathrm{L}}$（ $U_{\mathrm{C}}$）波形的脈動就越小。在極端情況下，當$R_{\mathrm{L}}$$C$ 趨於無窮大（如 $R_{\mathrm{L}}$開路）時，$U_{\mathrm{L}}=\sqrt{2} U_{2}=1.4 U_{2}$；而未接電容$C$時，$U_{\mathrm{L}}=0.9U_{2}$ 。
  爲了得到比較好的濾波效果，同時可以輸出較高的直流電壓，在實際應用中通常根據下式來選擇濾波電容的容量：$R_{\mathrm{L}} C \geqslant(3 \sim 5) \frac{T}{2}$。
  其中，T爲電網交流電壓的週期。
  通常情況下電容值比較大，約幾十至幾千微法，一般選用電解電容器。同時應注意電容器的耐壓值應該大於$\sqrt{2} U_{2}$ ，且不要接反。
  當濾波電容的容值滿足式$R_{\mathrm{L}} C \geqslant(3 \sim 5) \frac{T}{2}$時，可以認爲整流濾波電路的輸出直流電壓：$U_{\mathrm{L}} \approx 1.2 U_{2}$
  此時橋式整流電路的輸出電壓的脈動係數$S$約爲10%～20%左右。
  但是從圖10（c）中$i _{\mathrm{L}}$的波形圖可見，接入電容後，整流二極管的導通時間縮短了，且電容放電時間常數越大，則導通時間越短。即加入濾波電容之後，平均輸出電壓得到提高，而整流二極管導通時間卻相對縮短，因此致使整流二極管在短暫的導電時間流過很大的衝擊電流，影響整流二極管的壽命。

2 高功率因數整流技術

  功率因數是對電能進行安全有效利用的衡量標準之一，功率因數值越低，代表電力電子設備的電能利用率越低，即電力公司除了有效功率外，還要提供與工作非相關的虛功，這導致需要更大的發電機、轉換機、輸送工具、纜線及額外的配送系統等事實上可被省略的設施，以彌補損耗的不足。同時波形畸變帶來的大量諧波會污染電網，進而影響電網上其他用電設備的工作。因此高功率因數整流技術就顯得很有必要。
  在講述高功率因數整流技術之前，需要首先了解一下引起功率因數下降的原因以及爲什麼需要高功率因數整流。
  功率因數：$PF=\gamma \cos \varphi$
  其中，$\gamma$位基波因數，由諧波因數THD的第一種定義可得：
$\gamma=\frac{1}{\sqrt{1+\mathrm{THD}^{2}}}$
  則功率因數PF：
$PF=\frac{1}{\sqrt{1+\mathrm{THD}^{2}}}cos\varphi$
  由上式可知，影響功率因數PF下降的原因有兩個：
   1．電容或電感引起電壓和電流的相位偏移； 2．因有源器件引起的波形失真。
  在的橋式整流濾波電路中，從圖10中可以看出，交流輸入電壓仍大體保持正弦波波形，但交流輸入電流卻呈高幅值的尖峯脈衝。這種嚴重失真的電流波形中含有大量的諧波成份，引起整流電路功率因數嚴重下降。
  高功率因數整流技術就是在傳統整流技術的基礎上運用功率因數校正（Power Factor Corrector，PFC）技術來提高整流電路的功率因數。功率因數校正分爲無源功率因數校正和有源功率因數校正。但面對上述主要因電流波形畸變而影響功率因數嚴重下降的橋式整流濾波電路，無源功率因數校正往往無能爲力，此時必須利用有源功率因數校正。
  有源功率因數校正（Active Power Factor Corrector，APFC）在工作過程中迫使交流輸入側電流追蹤電壓波形瞬時變化軌跡，保證電流和電壓保持同相位且呈正弦波，使其呈純阻性狀態，從而有效地解決了電壓電流不同相問題及諧波問題，提高了系統的功率因數。

2.1 APFC的控制方式

  APFC的工作原理就是要保證在交流輸入側的電流波形呈正弦波且與電壓正弦波同相，因此所有的控制方式都是圍繞這個目的展開。
  在APFC的控制方式中，根據是否直接選取輸入電流的瞬時值作爲反饋量，可以分爲間接電流控制和直接電流控制。直接電流控制又可分爲峯值電流控制、平均電流控制、滯環電流控制、雙閉環控制等。
  間接電流控制不需要瞬時輸入電流作爲反饋，即無需電流傳感器及電流採樣電路，使其電路及控制結構相對簡單。但是其最大的缺點就是電流動態響應緩慢，甚至交流側電流中含有直流分量，且對系統參數波動較敏感。同時對系統狀態無法掌控也極大的增加了系統調試過程中的難度，因此極大地限制了其應用。相對於間接電流控制，直接電流控制把輸入電流作爲反饋量和被控量，形成電流閉環控制，從而使系統具有動態響應快、限流容易、電流控制進度高等優點，同時也使網側電流控制對系統參數不敏感，從而增強了控制系統的魯棒性。因此直接電流控制技術有着非常廣闊的應用前景和使用價值。下面介紹幾種常用的直接電流控制方式：

1．峯值電流控制

  峯值電流控制的控制原理如圖11所示。
  圖11中， $i_{\mathrm{s}}$是交流側輸入電流實時採樣信號， $i_{\mathrm{Sref}}$是根據交流側電壓實時採樣生成的基準電流信號。在恆定時鐘週期的控制下，以基準電流作爲輸入電流的上限，當輸入電流$i_{\mathrm{s}}$上升到基準電流$i_{\mathrm{Sref}}$時，產生低電平立即控制開關管斷開使輸入電流轉而下降。峯值電流控制方式的輸入電流波形如圖12所示。
  峯值電流控制的優點是：控制環易於設計、實現，且暫態閉環響應快。但其缺點也比較突出：電流峯值對噪聲敏感，抗噪聲性能差；佔空比不受控制，過大過小都會影響系統穩定性。

圖11 峯值電流控制原理圖

圖12 峯值電流控制下的輸入電流波形

2．滯環電流控制

  滯環電流控制的控制原理如圖13所示。
  圖13中， $i_{\mathrm{s}}$是交流側輸入電流實時採樣信號，$i_{\mathrm{Sref}}$ 是根據交流側電壓實時採樣生成的基準電流信號。通過將實際採樣電流$i_{\mathrm{s}}$與基準電流信號 $i_{\mathrm{Sref}}$作比較，其差值作爲滯環比較器的輸入控制產生PMW波，來控制開關管通斷。相當於在基準電流上下分別設定閾值。交流側輸入電流上升到上限閾值時，輸出低電平控制開關管關斷，輸入電流下降；交流側輸入電流下降到下限閾值時，輸出高電平控制開關管導通，輸入電流上升。如此周而復始，實際輸入電流圍繞在基準電流上下跳動，形成如圖14所示的鋸齒波。

圖13 滯環電流控制原理圖

圖14 峯值電流控制下的輸入電流波形

  從圖14中可以看出，實際輸入電流是圍繞在基準電流，在上、下兩條正弦曲線之間上下跳動的鋸齒波，電流滯環寬度決定了輸入電流上下跳動的範圍，即決定了紋波電流的大小。因此在系統調試過程中選擇合適滯環寬度至關重要。
  相比峯值電流控制，滯環電流控制增加了滯環比較環節，它將電流控制與PWM調製結合在一起，結構簡單，實時控制，且具有很強的魯棒性和快速動態響應能力。缺點是沒有使用載波，開關頻率不固定，因此電感設計比較困難，且輸出電壓中含有不定頻率的諧波，輸出電流中高次諧波較多。

3．雙閉環控制

  雙閉環，即電壓外環和電流內環。電壓外環的作用主要是控制整流器直流側電壓，來穩定輸出電壓；而電流內環的作用主要是按電壓外環輸出的電流指令進行電流控制，可實現電網側正弦波電流輸入控制。因此採用雙閉環控制在完成功率因數調整的同時還可以穩定直流側輸出電壓，從而保證輸出功率穩定。具體的控制原理圖如圖15所示。

  圖15中， $U_{\mathrm{Lref}}$爲設定的直流側輸出電壓， $U_{\mathrm{L}}$爲實際輸出電壓， $sinwt$爲根據交流側輸入電壓的採樣得到的同步信號。將 $U_{\mathrm{Lref}}$ 和 $U_{\mathrm{L}}$的差值，經低通濾波後通過 $PI$調節器與同步信號$sinwt$相乘，產生基準電流信號$i_{\mathrm{Sref}}$，同時對輸入側交流電流實時採樣得到$i_{\mathrm{S}}$，$i_{\mathrm{S}}$ 與$i_{\mathrm{Sref}}$ 相減，得到電流偏差信號 ，經$PI$調節器、（滯環控制）之後得到調製信號$△i$，該調製信號對三角波載波進行調製得到 $SPWM$波控制信號，去控制開關管的通斷。
  雙閉環控制採用固定頻率的三角波作爲載波，得到的$SPWM$波開關頻率恆定，降低了電感設計難度及輸出諧波。同時利用電壓外環調節輸出電壓，穩定了輸出功率。

2.2 Boost拓撲有源功率因數校正

  $Boost$拓撲有源功率因數校正電路是一種最常用的APFC電路結構。Boost拓撲有源功率因數校正電路的其基本思路是二極管整流橋後用一個Boost斬波電路代替原來的大容量濾波電容，以消除因電容的充電造成的電流波形畸變及相位的變化。利用前面所述的APFC的控制方式來控制Boost斬波電路中的開關管的通斷。電路原理圖如圖16所示。

  圖16中，二極管整流橋輸出正弦波脈動電壓，開關管在高頻PWM波控制下快速通斷，每一個高頻開關週期內，電流呈現三角波，但這些三角波的峯值的包絡呈現正弦波脈動，與電壓波形相同，從而實現功率因數校正。
  根據電感電流的工作狀態，可將Boost拓撲有源功率因數校正電路分爲如圖17所示的三種不同的工作模式。

  若電感 $L_{\mathrm{1}}$比較小，在一個開關週期內，當開關管 $Q$關斷期間，由於電流的續流作用，電感電流會通過二極管 $D_{\mathrm{5}}$對電容 $C_{\mathrm{1}}$充電同時提供負載電流，在電感電流全部釋放完畢後，開關管$Q$尚未開通，電感存在一段無電流時間，之後開關管 $Q$開通，電感電流從0開始線性增加。這種工作狀態下，在電感中出現無電流的狀態，稱之爲電流斷續（不連續）工作狀態。電流斷續工作狀態下的電感電流波形如圖17（a）所示。在這種狀態下，Boost拓撲有源功率因數校正電路有以下特點：
  1．開關管峯值電流大，增加了開關管的電流應力。
  2．因電感電流有滯後現象，因而開關動作頻率的上限有限制。
  3．輸出二極管的反向恢復要求低，對二極管的反向恢復時間要求不高。
  4．開關管在開通時，二極管截止在零電流、零電壓狀態，開關損耗小。
  5．輸入輸出的紋波電流大，須採用大容量的濾波電容。
  若增大電感的電感量$L_{\mathrm{1}}$，使得電感中的續流電流正好在開關管$Q$重新開通時釋放完畢，隨着開關管$Q$導通後立即線性增加。這種工作狀態稱之爲臨界工作狀態。臨界工作狀態下的電流波形如圖17（b）所示。
  繼續增加電感量$L_{\mathrm{1}}$，使得電感中的電流仍未釋放完畢時開關管$Q$已重新開通，電感電流從非零狀態隨即開始線性增加，這種工作狀態稱之爲電流連續工作狀態。電流連續工作狀態下的電流波形如圖17（c）所示。在這種狀態下，Boost拓撲有源功率因數校正電路有以下特點：
  1．開關管峯值電流小，同時降低了開關管的電流應力。
  2．對二極管的反向恢復時間要求很嚴格，必須採用超高速的二極管。
  3．所有開關器件均工作在硬開關狀態，開關損耗大。
  4．紋波電流小。
  $Boost$拓撲有源功率因數校正電路的交流輸入電壓變化範圍大，在整個工頻週期內經歷了從零到最大峯值再到零的一個過程，因此在電感L一定的情況下，$Boost$拓撲有源功率因數校正電路電感電流工作模式會隨着交流輸入電壓的過零點而從電流斷續狀態逐步過渡到電流臨界狀態再到電流連續狀態。基於此，在分析$Boost$拓撲有源功率因數校正電路時，要仔細分析判斷其工作狀態。

3 同步整流技術

  隨着電源技術的發展，對功耗的要求越來越高，這就要求在電源設計的過程中儘量降低損耗。而整流電路作爲開關電源中的關鍵部分，其主要元器件爲整流二極管。因爲導通壓降的存在，整流二極管會引起巨大損耗，尤其在大電流的工作環境下其損耗更是驚人。巨大的損耗導致電源效率降低，同時損耗產生的熱能導致整流二極管發熱進而使開關電源的溫度上升，造成後級用電設備系統運行不穩定，影響其使用壽命，危害極大。
  爲了解決這些問題，就必須尋找更好的整流方式、整流器件。同步整流技術和通態電阻極低的功率MOSFET管自然而然地走上開關電源技術發展的歷史舞臺！

3.1 同步整流的概述

  同步整流技術採用通態損耗極低的功率MOSFET管代替整流二極管。功率MOSFET管屬於電壓控制型器件，通態電阻極低，通常只有幾毫歐到十幾毫歐，且在導通時的伏安特性呈線性關係。因此在整流過程中，尤其時大電流工作環境中，可以有效地降低損耗。在整流過程中，要求功率MOSFET管柵極驅動電壓必須與變壓器次級電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之爲同步整流。
  目前同步整流的類型很多。按驅動信號的方式可分爲自驅動同步整流和外驅動同步整流。在自驅動同步整流電路中，功率MOSFET的驅動信號取自電路本身，無需昂貴的外部器件，但是其驅動方式和電路拓撲關係很大，且驅動電平受輸入電壓、輸出電壓的影響比較大，導致自驅動電路的設計十分困難，同時開關機過程的控制也比較複雜。而外驅動同步整流是通過控制IC產生驅動信號來控制功率MOSFET，驅動電路設計相對簡單，且控制時序精確，能更準確地控制功率MOSFET的開關狀態，從而易於實現同步整流的軟開關控制等控制。因此外驅動同步整流方式的設計在同步整流的設計方案中更受歡迎。

3.2 全橋式同步整流

  在前面着重講解了全橋整流濾波電路，如圖18所示。
在圖18中，利用4個整流二極管構成“橋式”電路結構，利用其交替導通來實現整流。如前所述由於整流二極管導通壓降的存在，會引起巨大的損耗。若將其中的4個整流二極管全部由通態損耗低的功率MOSFET管代替，即可構成常見的全橋式同步整流電路。具體電路如圖19所示。

圖18 全橋式整流濾波電路

圖19 全橋式同步整流電路輸入電流波形

  與二極管橋式整流電路一樣，全橋式同步整流電路中的四個功率MOSFET管被分爲兩組 $Q_{\mathrm{1}}$、$Q_{\mathrm{3}}$ 和$Q_{\mathrm{2}}$ 、$Q_{\mathrm{4}}$ ，由兩組PWM波$H_{\mathrm{O}}$,$L_{\mathrm{O}}$控制交替導通。$H_{\mathrm{O}}$,$L_{\mathrm{O}}$是頻率與輸入交流電頻率相同、佔空比爲50%的兩組PWM信號，可由專用控制IC或微處理器產生。在正半周，$H_{\mathrm{O}}$爲高電平，驅動$Q_{\mathrm{1}}$、$Q_{\mathrm{3}}$ 導通，$L_{\mathrm{O}}$爲低電平，$Q_{\mathrm{2}}$、$Q_{\mathrm{4}}$ 關斷；在負半周，$H_{\mathrm{O}}$爲低電平，驅動$Q_{\mathrm{1}}$、$Q_{\mathrm{3}}$ 導通，$L_{\mathrm{O}}$爲高電平，$Q_{\mathrm{2}}$、$Q_{\mathrm{4}}$關斷。同時，爲避免$Q_{\mathrm{1}}$、$Q_{\mathrm{2}}$或 $Q_{\mathrm{3}}$、$Q_{\mathrm{4}}$ 兩個功率MOSFET管同時導通造成短路而損毀電源。$H_{\mathrm{O}}$,$L_{\mathrm{O}}$兩組PWM信號要加入一定量的死區時間。
  下面通過應用實例來進一步加深對於全橋式同步整流的理解。

  上圖圖20中，採用低損耗N溝道MOSFET替代了全波橋式整流器中的全部4個二極管，以顯著地降低功率耗散。同時採用凌力爾特公司的理想二極管橋控制器LT4320，作爲控制器產生PWM驅動信號。LT4320可設計用於DC至60Hz電壓整流，LT4320開關控制電路通過檢測輸入交流電壓的頻率自動輸出兩組PWM驅動信號，平穩地驅動兩個適當的功率MOSFET管導通，同時將另外兩個功率MOSFET管保持在關斷狀態以防止反向電流，實現同步整流。
  下面通過實驗數據直觀的瞭解一下同步整流對功耗的改善情況。

  上表中的兩種方案區別在於把圖20中全橋同步整流電路中的功率MOSFET管換成整流二極管，並去掉控制器LT4320。其中功率MOSFET管選用TI公司的CSD19536，二極管選用MBR10L60。
  由上表測試結果可知，相比於二極管橋式整流，同步整流的效率提高了接近3個百分點，可以實現接近99%的轉換效率，極大地降低了損耗。

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