2018年全國大學生電子設計大賽E題（變流器負載試驗中的能量回饋裝置）

小編參加過三屆全國大學生電子設計競賽,做的均爲電源題目，故留下此電源題提詳細的方案和設計思路步驟，供後來者學習取經，如有不足之處歡迎留言提問。點擊此處訪問小編的個人小站:www.liuyao-blog.cn。微信公衆號：果果小師弟

電能是人們生活中所必須要的能源，隨着科技和社會的進步，用電需求快速提高。然而，許多設備的能量不能雙向流動從而造成了電能的浪費，衆所周知，能量是守恆的，生活中許多能量往往被轉化成不需要甚至有害的熱能而被白白浪費掉。因此，能量回饋系統成爲充分利用能量的有效方式。如能有效的將再生電能高效的回送到電網中去供應給周邊其他裝置使用，便能達到能量回饋、節省電能的目的。

一、方案論證

1.逆變控制方案選擇

方案一：用硬件產生正弦波和三角波。將正弦波作爲基波，三角波作爲載波，輸入到模擬運放比較器進行比較後輸出 SPWM 波，由於三角波和正弦波焦點有任意性,脈衝中心在一個週期內不等距,從而增加了其計算的繁瑣性,硬件調頻十分困難且不易調試。

方案二：採用專用的 SPWM 集成模塊，但電源電壓有限制，價格昂貴。
方案三：由帶有 PWM 產生功能的單片機利用正弦表掃描法產生 SPWM，驅動逆變電路，此方案控制電路簡單，由軟件產生的SPWM幅度頻率較容易控制，產生的SPWM波質量較好。
綜上，採用第三種方案作爲本次設計方案。

2 DC/AC變流器拓撲方案的論證和選擇

方案一：推輓式。這種方式的逆變器用兩個功率管進行驅動，並且兩個功率管之間相互共地，它的拓撲結構就是一個方波逆變器，但是這種結構對系統的各個器件的性能參數要求很高，因爲電路中會有很高的電壓施加在每個元件上。
方案二：半橋式。半橋式電路中只需要兩個功率管，電路簡單，但電源的利用率低，同時功率管會出現不完全導通的情況，讓電路的損耗變很大，並且這種方案需要兩種電源供電才能輸出交流的信號。
方案三：全橋逆變器。它是由兩個半橋式合併而成，這種電路結構已經非常成熟，性能也非常穩定開關電流也很小。在四個功率管中相互交叉的兩個功率管同時導通，同一側臂上下兩個功率管輪流導通。這種結構的效率很高、無用信號少，其輸出信號非常對稱，功率大，供電簡單。
綜上相比，全橋逆變器中產生的無用波很少，因此比較容易對輸出進行濾波，同時在頻率低的時候，效率會很高，所以採用第三種方案作爲本次設計方案。

3 濾波器方案的論證和選擇

方案一：L型濾波器，只需要一個電感，它能夠有效地抑制紋波，但對於高頻信號的衰減的不是很好，只有當時非常大的電感或者開關頻率很高的時候才能夠對高頻信號進行有效的衰減。
方案二：LC型濾波器，與L型差別就是在L的基礎上加入了C組成的低通濾波器，能有效地濾除電路中產生的高頻成分以及干擾信號，且LC濾波器的通頻帶比普通濾波器寬，運行可靠性較高，價格也比較低。
綜上比較，第二種方案更適用於本次設計方案，因此採用方案二。

4 連接單元論證和選擇

方案一：變流器一（DC-AC）與變流器二(AC-DC)直接相連，電路簡單，但是地線會耦合在一起，不能識別高低電位，電流將不會起到作用。
方案二：變流器一（DC-AC）與變流器二(AC-DC)中間加1：1隔離變壓器，能有效的避免環流的產生，在使用中過程中雖然會有損耗，但是效率仍然很高可以達到95%。
綜上比較，爲了使整個系統安全可靠採用第二種方案作爲本次設計方案。

5 AC/DC次迴路拓撲方案的論證和選擇

AC到DC的轉換需要整流電路來實現，因爲要進行能量回饋，所以AC-DC的輸出要與逆變器一輸入相連形成迴流，因此需要在整流之後加上升壓電路。
方案一：由橋式整流和單MOS的Boost升壓電路構成變流器二（AC-DC），這種拓撲結構當MOS管處於閉合狀態時電流逐漸增加，電流增加將會使二極管上的功耗變很大，電路的效率就會大大降低。
方案二：由橋式整流和同步的Boost升壓電路構成變流器二（AC-DC），同步的Boost升壓電路中通過兩路PWM波控去MOS導通，讓兩個MOS管輪流導通，使得電路的功耗大大降低，提高了整體效率，方便控制並且整體效率高達95%。
綜上比較，爲了提高整體的工作效率採用第二個方案作爲本次設計方案。

二、系統整體框架

整個系統的設計（如下圖2）由直流電源，單相逆變電路、電流電壓採樣、無源濾波、隔離變壓器、整流、BOOST電路、主控電路等組成；其中MOSFET驅動電路選用自帶死區的橋式驅動芯片2104進行驅動，採樣電路選用高精度電流互感器與LM358高增益運放對交流電進行採樣，以低功耗STM32F103單片機作爲核心控制模塊；全橋逆變器在STM32F103單片機產生的四路SPWM脈衝來控制MOS管的導通和斷開來產生單相交流電。SPWM中脈衝的頻率等於交流電輸出頻率。逆變器輸出的交流電通過LC低通濾波電路濾除高頻信號，最後輸出標準的單相正弦交流電，通過對電壓電流採樣、PI算法實現電流電壓校準。整流橋採用全橋整流，隔離變壓器將輸出的交流信號送入全橋進行整流，再經過BOOST升壓電路，使輸出電壓等於直流電源的供電電壓，最後將BOOST輸出的直流電送回至單相逆變器的輸入端，進行能量回饋。

三、理論分析與計算

1.單相逆變器關鍵模塊器件的選擇

1.在逆變器設計中，一般使用4個N型MOS管來搭建。不用2個N型MOS+2個P型MOS的原因是由於P型MOS管很難做到高耐壓大電流，且導通電阻大，相比同性能的MOS管，N型MOS比P型MOS更適合此係統，且便宜很多。
對於NMOS管，當外部給柵極電壓大於芯片的Vgs的導通電壓時，漏極和源極之間直接導通，如果外部給柵極電壓的小於導通電壓時，D極和S極之間不導通，因此我們可以將MOS管看成是一個開關由柵極電壓來進行控制。
該系統採用N溝道的MOS管IRF3205，因爲IRF3205的導通電阻非常的小，且耐壓值可達到50V，過電流達到90A，應用的範圍非常廣，它的效率也很高。

2.驅動芯片 IR2104

IR2104芯片就是一個半橋驅動器，如下圖3，在逆變電路中，上下橋臂的MOS管可以使用專用型的IC來進行驅動。當單片機輸出一路SPWM波給IR2104的IN，則芯片的高端輸出和低端輸出將會輸出完全正交併且自帶死區的的兩條SPWM，分別來驅動逆變器的一組MOS開關管，讓兩個開關管輪流導通。
其中LO的輸出電平範圍在0–VCC，LO接入NMOS管的柵極完全可以滿足下橋臂NMOS管的導通條件，HO的輸出通過IR2104S接入的一個自舉電容和一個自舉二極管來滿足NMOS管的導通條件來驅動上橋臂。

3.合理設計濾波電感

由於SPWM波載波頻率爲20kHz，爲濾除載波頻率及高次諧波，提高輸出THD，將濾波器截止頻率設置爲 $f_{\mathrm{T}}$ =750Hz，電容選擇 $C_{\mathrm{f}}$ = $30_{\mathrm{uf}}$ 的CBB電容，由截止頻率公式： $f_{\mathrm{T}}=1 / 2 \pi \sqrt{C_{f} L_{f}}$ ，算得電感約爲1.5mH。當然你也可以線設定電感值和電容值，來計算出截止頻率，只要滿足題目要求即可。考慮到題目對效率的要求，選擇EE55型號磁芯，繞線更加緊湊而減少漏感；適當增加電感氣隙來免因磁飽和所附加的銅損；採用多股細銅線代替單股粗線來繞制電感，從而降低銅損，減少鄰近效應和趨膚效應。

四、電路與程序設計

1.三相逆變電路

微電網模擬系統由兩個三相逆變器並聯構成，作爲系統的核心部分，三相逆變電路採用半橋並聯結構，完成直流電到三相交流電的轉換。兩部分三相逆變器電路完全一樣，其中一個三相逆變器電路如下圖4所示。

2.濾波器的設計

逆變器輸出會帶有基波的奇數次諧波，我們需要濾除這些諧波或者抑制這些諧波輸出。
逆變器輸出是作爲供電所用，輸出電阻要小，所以不用 RC 無源濾波器選擇用 LC 無源濾波器 ( 如圖 5)。濾波器參數計算：LC 無源低通濾波器是濾除高次諧波分量，使電壓輸出波形爲正弦波。本系統的 SPWM 調製信號爲 20K。而輸出需要的波最高 100Hz，濾波容易實現。
濾波器截止頻率： $f_{\mathrm{T}}=1 / 2 \pi \sqrt{C_{f} L_{f}}$ 設置截止頻率f=750Hz ，CCB電容取 30μF。得電路中 L= 1.5mH，滿足濾波器的要求。

3.電壓電流採樣電路

方法一：電流採樣電路選用高增益高精度電流芯片 INA282 與康銅絲採樣電阻組合成採樣電路對電流進行採樣。電壓利用 Uo=UR1+UR2( 串聯分壓 ) 原理直接對電壓進行採樣，爲了使電壓採樣更精確在分壓電阻的輸出點接一個電壓跟隨器，採集跟隨器的輸出電壓。

方法二：採樣電路是系統實現反饋控制保證系統穩定的關鍵部分。具體電路如下圖6所示。電壓互感器TV1013-1H和電流互感器TA12-200實現了強電與弱電的隔離，同時將三相逆變電路輸出的高電壓、大電流轉換爲易於採集的小電壓信號，後級3階有源低通濾波器對互感器輸出信號進一步調理後輸出給單片機採樣。

4 隔離變壓器模塊

採用隔離變壓器的目的是爲了保整個系統的安全性能，隔離變壓器採用的是電磁感應原理，實現讓輸入和輸出電壓的隔離，通過電磁感應實現電壓的傳遞。該系統的設計爲了有效的避免逆變器與整流之後的升壓電路直接相連，地線耦合在一起將無法識別高低電位的情況，需要次級電路地線不和前級電路地線相連，同時又爲了不衰減電路中的電壓，因此採用1:1的隔離變壓器來實現次級電路中任一根線與前級電路地線地之間沒有電位差，前後級沒有影響，並且輸入與輸出的電壓損耗很小，提高了使用的安全性。

5 整流模塊

採用全橋式同步整流電路。
利用4個整流二極管構成“橋式”電路結構，利用其交替導通來實現整流。如前所述由於整流二極管導通壓降的存在，會引起巨大的損耗。若將其中的4個整流二極管全部由通態損耗低的功率MOSFET管代替，即可構成常見的全橋式同步整流電路。具體電路如圖19所示。

圖18 全橋式整流濾波電路

圖19 全橋式同步整流電路輸入電流波形

與二極管橋式整流電路一樣，全橋式同步整流電路中的四個功率MOSFET管被分爲兩組 $Q_{\mathrm{1}}$ 、 $Q_{\mathrm{3}}$ 和 $Q_{\mathrm{2}}$ 、 $Q_{\mathrm{4}}$ ，由兩組PWM波 $H_{\mathrm{O}}$ , $L_{\mathrm{O}}$ 控制交替導通。 $H_{\mathrm{O}}$ , $L_{\mathrm{O}}$ 是頻率與輸入交流電頻率相同、佔空比爲50%的兩組PWM信號，可由專用控制IC或微處理器產生。在正半周， $H_{\mathrm{O}}$ 爲高電平，驅動 $Q_{\mathrm{1}}$ 、 $Q_{\mathrm{3}}$ 導通， $L_{\mathrm{O}}$ 爲低電平， $Q_{\mathrm{2}}$ 、 $Q_{\mathrm{4}}$ 關斷；在負半周， $H_{\mathrm{O}}$ 爲低電平，驅動 $Q_{\mathrm{1}}$ 、 $Q_{\mathrm{3}}$ 導通， $L_{\mathrm{O}}$ 爲高電平， $Q_{\mathrm{2}}$ 、 $Q_{\mathrm{4}}$ 關斷。同時，爲避免 $Q_{\mathrm{1}}$ 、 $Q_{\mathrm{2}}$ 或 $Q_{\mathrm{3}}$ 、 $Q_{\mathrm{4}}$ 兩個功率MOSFET管同時導通造成短路而損毀電源。 $H_{\mathrm{O}}$ , $L_{\mathrm{O}}$ 兩組PWM信號要加入一定量的死區時間。

上圖圖20中，採用低損耗N溝道MOSFET替代了全波橋式整流器中的全部4個二極管，以顯著地降低功率耗散。同時採用凌力爾特公司的理想二極管橋控制器LT4320，作爲控制器產生PWM驅動信號。LT4320可設計用於DC至60Hz電壓整流，LT4320開關控制電路通過檢測輸入交流電壓的頻率自動輸出兩組PWM驅動信號，平穩地驅動兩個適當的功率MOSFET管導通，同時將另外兩個功率MOSFET管保持在關斷狀態以防止反向電流，實現同步整流。相比於二極管橋式整流，同步整流的效率提高了接近3個百分點，可以實現接近99%的轉換效率，極大地降低了損耗。

6 功率因數校正

爲了提高功率因數我們採用UCC28019實現功率因數校正。當然你也可以不適用功率因數校正。直接在濾波之後接一個boost電路。根據要求在輸入端加入直流電壓由單片機產生一路PWM波，通過2104輸出兩路互補的PWM波，加載到兩個MOS管上，讓兩個MOS管交替導通，通過改變PWM的佔空比來升到理想的電壓值（這裏的boost電路沒有畫，看我前面所講就知道怎麼做了）。

五.控制電路與控制程序的設計

系統軟件流程圖如圖5.2所示。首先軟件初始化所有外設，等待按下相應的指令按鍵，進入模式選擇，分別使能SPWM設置模塊、逆變頻率設置模塊，電壓電流閉環控制模塊等。STM32通過內部ADC採集，及時向單片機回饋電壓電流數據，然後通過濾波的算法進行處理。最後根據所選的測量模式在OLED上顯示對應的測量結果。

六、實物圖

採用功率因數校正

不採用功率因數校正

單片機所產生的SPWM波

通過2104將一路SPWM輸出爲兩路互補的SPWM波

七、結束語

改設計是18年參加全國大學生電子設計大賽的方案的核心部分，其中UCC28019的設計要注意很多地方，或者不採用功率因數校正，加上了更完美。

往期精彩回顧

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2018年全國大學生電子設計大賽E題（變流器負載試驗中的能量回饋裝置）

能量回饋裝置