Abstract
大規模MIMO，顧名思義，在基站和接入點會配備很大數量的天線，常常達到（數百甚至上千）的量級。 大規模MIMO技術是提升5G及以上網絡的關鍵技術。Massive MIMO同樣適用於 30-300GHz頻段，即毫米波段。 與傳統的低頻段相比，毫米波的傳播特性有顯著的不同，造成硬件結構和信號處理技術的不同。本文主要是介紹低頻段與毫米波頻段的massive MIMO (mMIMO) 中的不同之處。
Introduction
mMIMO技術顯著的特點在於，大規模的天線數目通過波束成形獲得高增益，憑藉高空間分辨率可以同時服務多用戶。儘管小規模MIMO技術以及研究了數十年，但實際中的增益比較小。 主要原因在於沒有足夠多的天線數提供空間複用的波束。通過合理地獲取信道狀態信息，mMIMO被認爲可以在實際中提供數倍的頻譜效益。 3GPP正在穩步地增大LTE最大天線數目。Release15中已經支持64根天線，mMIMO已經成爲5G的一個重要組成部分。
另一個能夠增大未來無線網絡容量的關鍵技術就是毫米波通信技術。毫米波的路徑損耗和遮擋問題比sub-6G頻段嚴重得多，但是這種問題可以通過mMIMO技術保持天線陣列相同的規模被（部分）地克服。
但是mMIMO技術在毫米波頻段的設計，實施與sub-6GHz有本質的不同。 本文簡要描述了在以下幾個方面的不同：
- 傳播模型：散射，衰減和 菲涅爾區的不同
- 硬件實施： 隨着載波頻率的不同，結構也有所不同。對於給定的面積，更多的天線被集成，由此造成的插入損耗，在產生射頻信號的固有開銷和放大會導致增益遞減。
- 信號處理技術：信號處理技術主要取決於傳播和硬件。 在sub-6GHz中，信道估計需要較多的資源，而beamforming是直接的。與之相反，毫米波中的信道估計和beamforming更簡單，但對於混合預編碼，beamforming更具挑戰性。
Difference I: 信道模型
Sub-6GHz: 通常把mMIMO下的sub-6GHz建模成 i.i.d的Rayleigh信道，對於大規模信道而言，Rayleigh Fading channels 會導致 channel hardening,所謂的channel hardening是指，隨着天線數目的增加， the fluctuation ()會很小，信道的隨機性會減弱。另一方面，考慮關聯性的信道會更難分析。 實際當中，並不是每一個信道 都會被建模成 i.i.d高斯的。 可能某些用戶有很強的直射徑，而其他的用戶只有空間相關的小幅度衰落。所以必須對 空間相關性是如何造成不同用戶（具有相似或不同的空間相關性）間干擾 的進行建模。 在考慮空間相關性時，channel hardening也會變小。
儘管天線數目增大，波束成形會更具指向性，這對我們重新估計移動信道的頻率沒有影響。
作者指出，在最壞情況下，用戶移動1/8波長，波束成形的增益也只會下降3dB左右。後面解釋沒有看明白（1/8個波長是啥意思）
mmWave:
現有很多工作對mmWave 信道進行了測量。首先對大尺度衰落進行說明，回顧Friis公式，固定其他參數（天線增益，面積），接收信號功率 與 成正比。由於毫米波的波長大，路徑損耗十分嚴重，但可以通過提高天線的方向性增益，或者維持天線的增益，但增大天線數目（使得有效面積與低頻段相當），都可以補償mmWave帶來的路徑損耗。利用高增益方向性天線，在LoS情況下長距離高速移動的可靠mmWave通信可行性也被驗證了。
通信鏈路的總波束成形增益 是 transmitter和receiver的波束成形增益的乘積，因此對於收發雙方都是大規模天線的場景也逐漸吸引起大家的注意。
由於mmWave的菲涅爾區範圍值在釐米量級，所以該菲涅爾區很容易被小物體遮擋。就算收發雙發位置固定時，仍然會造成信道劇烈的變化。在移動場景，由於遮擋物的改變，信號強度會劇烈地變化。 對於應用了高增益方向性天線的系統而言，需要天線陣列捕捉反射徑，或者快速地進行波束轉換。
對於mmWave頻段而言，許多物體可以造成路徑損耗，包括人，空氣。 從室外到室內，mmWave穿過玻璃會有40dB的損失，造成了mmWave從室外到室內轉換的困難。 對於室外場景，雨水，樹葉等均會造成mmWave的損失，隨着頻率的增加，降雨會引起更高的衰減，但對鏈路預算的影響很小。這些不利的傳播效果的一個結果是，即使我們讓兩個頻段的BS天線陣列的物理尺寸相同，mmWave頻段的鏈路預算也比低於6GHz的情況下要差。
mmWave 的小尺度衰落也很不一樣，一般僅有一次反射起作用。 在LoS徑被阻擋的情況下，反射路徑依然可以允許通信。
反射路徑可以在LoS被阻塞的情況下允許通信。由於移動1/8波長時的小尺度衰落變化較大，所以在30 GHz時的信道變化速度是在相同速度下移動3 GHz時的10倍，這就需要10倍的信道估計頻率。這在實踐中可能不是什麼問題;mmWave BSs的覆蓋範圍很小，因此只有低速率的用戶可能會連接到它們。
Difference II: 硬件實施的不同
在mMIMO中，一個明顯的問題是數字基帶和模擬/RF硬件的實現複雜性。技術擴展已經推動了無線通信系統的一個令人印象深刻的進步，並且是處理許多天線信號的關鍵。
全數字波束形成的靈活性帶來了理論上可以達到的最高性能，而模擬-數字波束形成的混合方案通過將天線到數字基帶的混合射頻信號鏈實現了在天線路徑上的硬件重用。然而，數字處理和數據轉換器都不是一個複雜的障礙，儘管這些階段混合波束形成主要是簡化。高速互連是集成系統實現的瓶頸。
- 中央處理器的不同，
混合預編碼，對於mmWave 系統，相移器需要快速地改變 當LoS徑被改變的時候
mMIMO要處理大規模的天線信號，如此大規模的信號處理技術是硬件實施最主要的挑戰。
mmWave 在硬件上遇到的難題 最主要是由於 微帶天線對不同材料的損耗非常高 （dB/cm）。
另外一個，混合預編碼技術並沒有放低 mmWave信號連接到天線的要求。諧振器仍然面臨着許多困難，互聯器件仍然是小天線集成開發高帶寬的瓶頸
（重點）信號處理算法的不同
由於傳播模型和硬件結構的不同，對mMIMO的信號處理算法，包括beamforming, channel estimation, resource allocation提出了更高的要求
先寫beamforming
現有的硬件技術可以實現sub-6GHz的全數字beamforming，同時混合模擬/數字波束成形技是mmWave中潛在的簡化設計。
模擬波束成形只會產生一個波束，混合波束成形會產生多個固定的波束，而全數字的波束成形可以實現任意數量的波束來適應多徑和頻率選擇性衰落。
相比之下，全數字波束形成可以從任何天線發送任何信號。這種靈活性可以在低於6 GHz的頻率下使用，從而在豐富的多路徑環境中提供高波束形成增益，如圖3c所示。在多用戶情況下，數字靈活性是很明顯的，在這種情況下，天線應該在相同的時頻資源槽上傳輸多個波束的疊加、每個子載波不同的波束(由於頻率選擇性衰落)和複用多個問題。模擬波束形成不能使波束適應多路徑傳播和頻率選擇性衰落，而混合波束形成的能力有限，因爲移相器會產生一組固定的波束，而數字預編碼需要基於這些波束。
在混合波束形成的情況下，mmWave系統的用戶複用能力較低，因爲UEs的數量受到移相器組數的限制。然而，即使模擬波束形成(如圖3a所示)也足以實現寬帶寬上的單用戶通信。爲了說明這個事實，我們考慮一個有五個反射的LoS通道。中心頻率爲60 GHz，我們使用[5,Sec. 7.3.2]中的方法來計算不同頻率下的陣列響應。我們考慮了32x32、64x64和128x128具有半波長間隔天線的平面陣列。
最大波束形成增益與天線數目相等，可以通過數字波束形成實現。圖4顯示了模擬波束形成在中心頻率不同頻率下獲得的最大波束形成增益的百分比。由於在有反射時沒有模擬波束形成與陣列響應匹配，因此它的起始頻率爲90%。然而，如果帶寬爲400mhz，通過模擬波束形成可以在整個頻段內獲得最大波束形成增益的80-90%。如果帶寬繼續增加，波束形成增益將下降，因爲波束形成針對中心頻率進行了優化。這就是所謂的光束斜視效應。由於波束較窄，較大陣列的增益損失尤其嚴重。使用3232陣列，在2ghz帶寬下可以獲得75%以上的最大增益，而128128陣列的增益下降很快。
channel estimation
在BS和UE，信道係數的數量隨天線的數量線性增長。爲了對計算量有一個大致的概念，考慮一個有200個BS天線和20個空間複用單天線的系統 問題。考慮有1024個子載波和信道的OFDM，它們在12個子載波上是不變的。
在低於6ghz時，由於大量的散射簇，通常會導致多路徑傳播。信道係數在天線之間是相關的，但這隻能略微提高估計質量，代價是大大提高複雜度[5，第3節]。然而，在硬件[9]中可以方便地實現並行估計，並且在時分雙工(TDD)模式下，利用信道互易僅發送上行導頻時，估計開銷很小
在mmWave中，信道可以被參數化(考慮一個已知角度陣列響應的相位同步陣列)，因爲它包含一個(潛在的)LoS路徑和很少的一次反射。不需要估計單個信道係數，只需估計幾個角信道係數即可獲得整個信道，大大降低了複雜度。當發送一個數據流時，它足以估計到達/離開的主要角度，但也可以考慮反射。然而，如果使用混合波束形成，移相器創建一個非常方向性的視覺，只有落入模擬波束的通道組件才能被估計。爲了發現新的風道，跟蹤頻道變化，或者在LoS路徑被阻塞時保持連接，需要進行波束掃描(即，渠道必須在許多不同的方向估計，以確定較好的)。這一過程增加了CSI採集的開銷，由於波束變窄，CSI採集的開銷隨着天線數量的增加而增加。
儘管在低於6ghz的mMIMO下，TDD操作是可取的，但是在mmWave波段，由於描述信道的角參數在寬頻帶內是互反的，所以頻分雙工(FDD)可能同樣好
Resource allocation
sub-6ghz和mmWave在網絡規劃和資源分配方面存在一些差異。在低於6 GHz的頻率下，BSs確保了室外和室內的覆蓋，並支持高機動性的網絡。雖然BS定位很重要，但它不如採用干擾管理程序(如處理細胞間干擾和先導污染的先進數字波束形成技術)重要[5，第4節]。相比之下，在mmWave頻率下，考慮到阻塞的影響，需要非常仔細的部署計劃來爲預定區域提供覆蓋。干擾不那麼重要，但是確保廣域覆蓋，沒有覆蓋孔，可能需要大量的BSs。
