TI高精度實驗室-運算放大器-第十三節-電流反饋型運放

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TI高精度實驗室-運算放大器-第十三節-電流反饋型運放

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什麼是電流反饋放大器，什麼時候是您的系統設計的最佳選擇？ 在這個由兩部分組成的系列中，您將瞭解電流反饋放大器的主要優點，即： 帶寬與閉環增益無關，並且有非常高的轉換率 您將學習如何在電流反饋放大器上執行環路增益分析（也稱爲穩定性分析），並將其與電壓反饋放大器的環路增益分析技術進行比較。 最後，您將收到這兩種放大器類型的綜合摘要，這將使您能夠爲您的最終應用選擇最佳的放大器。

需要了解兩個基本的知識點 首先呢 電流反饋運放的增益 與計算電壓反饋型運放的增益是相同的 也就是說在左邊的同相放大電路中 增益的計算公式是 1+RF/RG 在右邊的反相放大電路中 增益的計算公式是 -RF/RG 第二個呢 就是電流反饋型運放的反饋迴路 仍然屬於負反饋 同時呢虛地的概念同樣適用 也就是說同相輸入的電壓 VIN+ 與反相輸入端的電壓爲 VIN- 是相等的

電流反型運放與電壓反饋型運放相比 主要有兩個方面的優點 第一點是電流反饋型運放 並不像電壓反饋型運放那樣 有一個固定的增益帶寬積 上面的表格表明了兩種結構的不同 在單位增益的條件下 兩種運放的帶寬都可以到 100MHz 而當增益提高到 10 也就是 20dB 的條件下 電壓反饋型運放的帶寬下降到 10MHz 而電流反饋型運放的帶寬並沒有發生改變 電流反饋型運放的這種特點 使它特別適用於高增益或者增益可調電路 運放的帶寬與增益的配置無關 第二點是電流反饋型運放 可以實現更高的壓擺率 壓擺率被定義爲 運放輸出電壓可達到的最大擺動速率 它是運放的一個重要的參數 決定了運放的大信號帶寬 有時候也被稱爲全功率帶寬 運放的壓擺率 與全功率帶寬的關係如上面所示 由於電流型反饋運放有優異的壓擺率特性 所以它一般適用於 高速大信號線性輸出電路中 比如 DSL 線路驅動器和信號發生器等

下面我們將進一步來看 電壓反饋型運放這兩個顯著的特點 首先是增益帶寬 傳統的電壓反饋型運放 包含一個高輸入阻抗的差分輸入級 緊接着是外部增益配置級 和一個低輸出阻抗的輸出級 如圖中所示 當兩個輸入端口之間存在差分電壓 VD 時 電壓反饋型運放 以開環增益 AOL 的放大倍數將其放大 根據自動控制理論 閉環增益的計算公式如圖中所示 可以觀察到低頻段時 由於 AOL 很大 閉環增益爲 1+RF/RG 在右側的波特圖中呢 增益 1+RF/RG 與 AOL 的交點所對應的頻率 爲該增益下的 -3dB 帶寬 該交點稱爲環路增益交叉點 隨着信號增益的增加 兩條曲線會在更小的頻率點相交 相反 隨着信號增益的減小 兩條曲線會在更大頻率處相交 這就是爲什麼電壓反饋型運放 有着固定的增益帶寬積

而對於電流反饋型運放 其模型如圖所示 可以觀察到 電流反饋型運放的結構 與電壓反饋型運放相比 主要有兩點不同 第一點是 在電流反饋型的同相輸入端與反相輸入端 包含一個 buffer buffer 的增益爲 α 且 α 接近於 1 Ri 是 buffer 的輸出電阻 也是影響運放動態性能的關鍵參數 第二點呢是 電流反饋型運放的誤差電流 IN 主要來源於反相輸入端 而電壓反饋型運放的誤差電壓 來源於兩個輸入端口之間 電流反饋型運放是通過開環增益跨導 ZOL 將誤差電流 IN 進行放大並輸出的 這與電壓反饋型運放中的開環增益 AOL 類似 電流反饋型運放的閉環增益推導過程 如右圖所示 可以看出位於分母中的環路增益 是由以下四個參數共同決定的 第一個是跨導開環增益 ZOL 第二個是反饋電阻 RF 第三個是反饋輸入電阻 Ri 以及噪聲增益 NG 表達式 RF+Ri×NG 可以看做是電流反饋型運放的反饋互阻抗 反饋互阻抗在環路增益中的作用 與噪聲增益在電壓反饋型運放的 環路增益中的作用是相同的 但是電壓反饋型運放中的環路增益 是受到噪聲增益的直接影響 而電流反饋型運放中的環路增益 是受到反饋互阻抗和噪聲增益的雙重影響 這可以通過以下一個例子更好的解釋 反饋電阻 RF 的取值可以從幾百歐到幾千歐 Ri 的取值通常爲幾十歐 例如 RF 等於 1000Ω Ri 等於 50Ω 運放的增益爲 5 這樣反饋互阻抗爲 1.25kΩ 由此可以看出噪聲增益 NG 的係數 Ri 遠小於 RF 因此噪聲增益 NG 對環路增益的影響很小 與電壓反饋型運放類似 環路增益中分子與分母相等處的頻率 就是運放的 -3dB 帶寬 就是運放的 -3dB 帶寬 因此在小信號增益的情況下 分子中的反饋電阻 RF 將成爲決定電流反饋型運放帶寬的關鍵因素 在接下來的討論中 我們將默認電流反饋型運放放大電路 爲同相放大模式 這樣閉環增益與噪聲增益保持一致 而在反相放大電路中 噪聲增益等於 1+反相增益的絕對值 也就是 1+RF/RG

下面我們將結合具體的運放 進一步理解電流反饋型運放的帶寬增益 左側曲線爲 THS3091 的小信號頻率響應曲線 THS3091 是一個高壓低失真的電流反饋型運放 在不同的環路增益中 THS3091 的帶寬均穩定在 200MHz 附近 然後讓我們看一下電流反饋型運放的波特圖 紅色的 ZOL 曲線 包含一個主極點和一個高二階極點 二階極點作用的部分用紅色的虛線表示 高頻的極點減小了 電流反饋型運放的相位裕度 圖中藍色的曲線表示反饋互阻抗 當電流反饋型運放的閉環迴路 NG 增加時 因爲 Ri 是定值 所以反饋互阻抗也會增加 而且在高增益時 Ri 與噪聲增益的乘積 與反饋電阻 RF 比較接近 這個增長就會更加顯著 反饋互阻抗的增加 會使得藍色曲線不斷的上升 因此會造成閉環增益的交叉點 所在的頻率不斷的降低 反饋互阻抗的增加 會在提高相位裕度的同時減小閉環帶寬 爲了使相位裕度和帶寬 在不同增益下保持恆定 那反饋互阻抗就要保持不變 當閉環增益提高時 可以通過減小反饋電阻 RF 的措施來實現 當電路的增益很高時 我們要注意反饋電阻的值也會降低 而反饋迴路與輸出負阻抗是並聯在一起的 減小 RF 一定會減小運放輸出負載的阻抗 例如運放的增益是 10 的時候 THS3091 的輸出阻抗 就從 100Ω 變到了 89.6Ω 綜上所述 反饋電阻是環路增益 不可忽視的一個關鍵組成部分 反饋電阻的取值 建議採用 datasheet 中推薦的 以保持運放的穩定性以及正常工作

而該圖是保持運放的增益 NG 固定 改變反饋電阻 RF 的值時 THS3091 的小信號頻率響應曲線 其中推薦的電阻值爲 1.21kΩ 由圖可以看出 使用較小的反饋電阻 RF 時 反饋互阻抗隨之減小 因此運放的相位裕度也會降低 同時運放的帶寬增大 相位裕度的下降 使得頻率響應的過沖增大 當 RF 的值增大到超過推薦值時 反饋互阻抗會隨之增大 運放的相位裕度會增加 帶寬會變小 帶寬會變小 由此可見 可以通過改變反饋互阻抗的大小 來對電流反饋型運放進行補償 調節電路的相位裕度

爲了簡化客戶電路的設計 電流反饋型運放的 datasheet 上面 通常會有一個圖表來反映 反饋電阻和噪聲增益的對應關係 上圖即爲 OPA691 的圖表 爲了保證不同的增益下帶寬不變 運放的反饋互阻抗必須是恆定的 利用圖中兩個不同的增益和對應的反饋電阻 可以計算出 Ri 的值 從而得到反饋互阻抗的值 比如噪聲增益爲 2 時 反饋電阻爲 400Ω 當噪聲增益爲 5 時 反饋電阻爲 300Ω 聯立兩個等式可以算出 輸入電阻 Ri 的值爲 33.33Ω 與這個理論值比較接近的實際值爲 35Ω 從而可以計算出 OPA691 的反饋互阻抗爲 470Ω 一旦知道了運放的反饋互阻抗 就可以在開環增益曲線上估算出閉環帶寬 OPA691 的反饋互阻抗 之前已經計算出來了 是470Ω 或者換算成 53.4dBΩ 可以在圖中看出 54dBΩ 和 ZOL 曲線的交叉點的頻率是 100MHz 但是在 datasheet 中 增益爲 2 時 帶寬積爲 190MHz 實際測得的帶寬與計算出的帶寬並不一致 這主要是有以下兩個原因 第一個是因爲 反饋互阻抗的計算公式 是基於單個極點的一階系統 但是開環增益 AOL 的曲線是二階系統 可以很明顯的看到 開環增益的相頻特型存在 180°的相移 二階系統的相位裕度的下降 拓寬了閉環帶寬 這是一個主要原因 另一個原因是 運放的輸入電阻 Ri 在不同的幅值和頻率下並不是恆定的 而在理論計算中 我們一直認爲 Ri 是 35Ω

接下來我們來看 反饋迴路中的電容對運放穩定性的影響 輸入電容一般是運放內部結構中的固有電容 或者是 PCB 走線中的寄生電容 如圖所示 輸入電容與輸入電阻相互作用 會在噪聲增益的曲線中引入一個零點 PCB 的走線電容 可以通過移除反相輸入端的鋪地層進行抑制 正如前面所討論的 爲了在不同的增益下 保持一個恆定的反饋互阻抗 當增益降低時 必須增大反饋電阻 RF 的值 增大 RF 的值會造成零點頻率的降低 而零點也相當於閉環增益響應中的極點 極點的存在會造成相位裕度的下降 造成運放的不穩定 爲了補償這個極點對相位裕度的影響 可以加入反饋電容 CF 與 RF 並聯 這種補償方式 類似於電壓反饋運放中的滯後補償

補償電容的使用也要非常謹慎 當輸入電容小 而加入的反饋電容比較大時 極點的位置就會位於零點的前面 就會造成反饋互阻抗的值變小 從而使運放的閉環帶寬增益 更加接近 ZOL 的高頻極點 減小了運放的相位裕度 另外反饋電阻的取值 也不要與 datasheet 中相差太大 否則會造成閉環帶寬處於 ZOL 高頻極點的後面 如第二張圖所示 這樣會造成相位裕度的減小 當需要使用運放作爲單位增益的 buffer 時 電壓型反饋運放的電路設計方法 是將輸出端與輸入端短接 即反饋電阻設爲零 但是對於電流型反饋運放來說 反饋電阻爲零時 會造成閉環帶寬位於 ZOL 的二階極點的後面 會造成運放的相位裕度急劇下降 因此在使用電流反饋型運放 設計 buffer 電路時 反饋電阻的取值 需要 datasheet 中給出的特定值

第二部分：
在第一部分中 我們介紹了電流反饋運放的帶寬 主要取決於反饋電阻 所以它的增益帶寬積是獨立的 而在這一部分呢 我將介紹電流反饋型運放的第二個優點 也就是它超高的壓擺率 在接下的講解中 我將深入講解電流反饋型運放的 內部電路設計 通過對內部電路的分析 進一步深入理解電流反饋性運放 是如何實現如此高的壓擺率

電壓反饋型運放的一個不足之處 是壓擺率會受到限制 圖中是一個典型的 電壓反饋型運放的內部電路 第一級是一個高增益跨導模塊 包括差分輸入管 Q1 和 Q2 還有電流鏡 Q3 和 Q4 之後是一個增益和輸出級 合併在一起組成一個積分器 包含一個反相放大器 和一個補償電容 C 在單增益放大時 正常情況下 輸入差分對是平衡的 每個輸入管腳上的電流是相等的 而當一個幅值很大、轉換速率很快的 輸入信號輸入時 輸出就無法跟隨輸入的變化而變化 輸入差分對管不再平衡 拖尾電流 I 會通過 Q2 流入電容 C 中 開始對 C 進行充電 因此運放的壓擺率 就取決於電容的充放電速度 比如如果 I 等於 100uA C 等於 10pF 時 壓擺率等於電流除以電容 即爲 10V/μs 增加壓擺率的方法是電容值保持不變時 增加輸入對管的拖尾電流 這樣會增加運放的總功耗 有限的壓擺率 會增加運算放大器的建立時間 在很多應用中 這是一個非常關鍵的參數

圖中顯示的是一個簡化的 電流反饋型運放的內部結構 三極管 Q1、Q2 通過 Q3、Q4 對同相輸入端的信號進行了緩衝 同時驅動運放的反相輸入端 這裏需要注意 Q3、Q4 的基極 也就是同相輸入端呈現出高輸入阻抗 而 Q1、Q2 的發射極 也就是反相輸入端 呈現出低輸入阻抗 根據基爾霍夫電流定律 可以得出反相輸入端的電流 IN=I1-I2 其中 I1 和 I2 分別是 Q1 和 Q2 的推輓電流 Q5、Q7 和 Q6、Q8 構成電流鏡 將 I1、I2 映射到電容 CCOMP 上 通過電流鏡的作用 流入 CCOMP 的電流 IC 與輸入級的不平衡電流 IN 相等 電容上的電壓經過 Q9、Q10 和 Q11、Q12 的緩衝作用輸出到輸出端 當運放構成一個閉環反饋迴路 而且外部信號造成差分輸入端不平衡時 輸入緩衝級就會將不平衡電流 傳送到外部的反饋迴路和增益電阻上 這個不平衡電流也會被電流鏡 傳送到電容 CCOMP 上 造成輸出電壓的擺動 直到原始的不平衡電流 通過負反饋迴路被抵消

接下來我們分析一下 當壓擺率受到限制時 運放的內部發生了什麼 當電壓反饋型運放處於擺動狀態時 運放的反饋迴路處於開環 同時兩個輸入端的電壓不相等 爲了重新回到閉環 反相輸入端會努力跟隨 同相輸入端的變化而變化 也就意味着 輸出端也會隨着 同相輸入端的變化而變化 就像之前講過的需要對電容進行充電 因此驅動運放的電流 來源於輸入差分對的電流源 這個電流是固定的 而且一般是微安級別的 所以輸入差分對的電流源 限制了運放的壓擺率 同樣的情況也發生在電流反饋運放中 運放的輸出爲了跟隨反相輸入端 使反饋迴路重新回到閉環狀態 補償電容也需要進行充放電 充放電的電流 IC 是反相輸入端的不平衡電流 IN 的複製 而 IN 也來源於運放的輸出端 同時驅動運放的低阻抗的反相輸入級 運放的輸出級一般可以驅動數毫安的電流 因此這要比電壓反饋型運放的電流源強很多 也就是說 電流反饋型運放中的 IN 要比電壓反饋型運放中的 IB 大很多倍 因此電流反饋型運放可以實現很高的壓擺率 理論上一個理想的電流反饋型運放 可以擁有無限大的壓擺率 然而輸入緩衝級有限的動態範圍 和電流鏡限制了壓擺率的最大值

表中展示了 TI 的幾種 電流型反饋運放和電壓型反饋運放 可以觀察到 當運放的靜態功耗大致相同時 電流反饋型運放的壓擺率 一般要比電壓反饋型運放高一個數量級 這些產品都屬於高電壓、高帶寬的運放 THS3000 家族的電流反饋型運放 在 30V 的供電條件下 可以達到目前市場上最高的壓擺率

好，既然我們已經瞭解了 電流反饋行運放的內部結構 接下來讓我們學習 電流反饋型運放的輸入電阻的來源吧 也就是我們之前用到的 Ri Ri 在跨導的計算中是一個非常重要的參數 而且一個理想的電流反饋型運放的 輸入電阻應該是零 這樣它的環路增益就只取決於反饋電阻 RF 和它的增益了 左圖顯示了開環運放的 差分輸入級之間的緩衝級 其中 rE1 和 rE2 分別是 Q1 和 Q2 的發射極電阻 也就是輸入緩衝級的輸出阻抗 同時也是運放反相輸入端的輸入阻抗 發射極電阻 rE 與發射極電流 IE 之間的關係 如中間的公式所示 當設計一個低功耗的電流反饋型運放時 拖尾電流的減小會造成發射級阻抗的增加 在低功耗的應用中 發射極的阻抗往往會超過數百Ω 會在反饋跨導的計算公式中占主導地位 在低功耗的電流反饋型運放中 爲了減小對輸入阻抗的影響 TI 發明了一種閉環的緩衝級輸入 通過這樣一種閉環的結構 發射極電阻除以緩衝級的環路增益 可以使輸入阻抗從數百Ω 減小到小於 10Ω 下面的表格對比了 寬帶運放 OPA691 和 低功耗運放 OPA683 的輸入阻抗 OP691 使用的是開環的緩衝級 而 OPA683 使用的是閉環的緩衝級 可以很明顯地觀察到 閉環的緩衝級可以在很大程度上 減小輸入阻抗

而當信號的增益較小 而擺幅較大時 將電流反饋型運放配置爲反相放大電路 會具有更好的線性度和更大的帶寬 下面我將以 THS3091 作爲例子介紹這一概念 假設 THS3091 的反相放大電路的增益是兩倍 而輸入信號的峯峯值是 8V 信號的頻率是 100MHz 運放的輸出變爲 16V 理論上需要壓擺率爲 5025V/μs 在同相放大電路中 因爲虛短的概念 兩個輸入端的電壓擺幅都達到了 8V 因此也就要求輸入緩衝級 也要有 2500V/μs 的壓擺率 在這種情況下 緩衝級的非線性度會直接影響 THS3091 的整體非線性 而在反相放大電路中 運放的增益爲 -2 輸入也爲 8V 100M 同樣運放的輸出端也需要滿足 5025V/μs 的壓擺率 但是在這種情況下 同相輸入端和反相輸入端維持在 GND 輸入緩衝級不再有 8V 的擺動 因此緩衝級的線性度 不再對整個運放的線性度產生影響 在這種情況下 電流反饋型運放被配置爲反相放大的 動態性能會得到提升 這種反相放大電路的設計 需要前級電路具有 足夠的驅動能力來驅動負載 RG 纔會湊效 而同相放大電路 因爲一直呈現的是高輸入阻抗 因此不會受到前級電路的影響

電流反饋型運放的輸出噪聲模型如圖所示 總輸出噪聲的計算方法 與電壓反饋型運放的計算方法大致相同 不同的是 在電流反饋型運放中 反相輸入端與同相輸入端的 電流噪聲是不相等的 以 THS3217 爲例 可以觀察到 反相輸入端的電流噪聲 大於同相輸入端的電流噪聲

電流反饋型運放的輸入級如左圖所示 同相輸入端是 Q3 和 Q4 的基極 因此呈現出高輸入阻抗 Q3 和 Q4 的不匹配 將會導致同相輸入端的偏置電流 同樣在反相輸入端的偏置電流 是由於 Q1 和 Q2 的不匹配造成的 之前也提到過發射極 呈現出低輸入阻抗的特性 由於輸入結構的不對稱 使得運放的反相輸入端 和同相輸入端的偏置電流 不能很好的匹配 所以它們的偏置電流 要比電壓反饋型運放的偏置電流大很多 反相輸入端增加的偏置電流 也會造成反相輸入端電流噪聲的增加

通過這兩節課的講解 我們發現電壓反饋型運放 和電流反饋型運放都有各自的優缺點 在實際應用中 我們需要根據應用的特點 對運放的結構作出選擇 對於電壓反饋型運放 主要適合以下系統 如高的直流精度 軌到軌的輸入輸出 低噪聲、低功耗、低的壓擺率 100MHz 以內極低的信號失真 或者是這些特點的組合 典型的電壓反饋型運放的應用包括 高速高精度 ADC 的接口 或者互阻放大器 而對於電流反饋型運放應用的系統 一般具有以下特點 如非常高的壓擺率和大信號帶寬 高頻處極低的失真 以及在不同增益下 具備接近固定信號帶寬的一些應用 典型的應用包括 DAC 的輸出接口和線性驅動 比如 DSL 數字電路和電力系統通信等